TRANSISTOR DE POTENCIA

El funcionamiento y utilización de los transistores de potencia es idéntico al de los transistores normales, teniendo como características especiales las altas tensiones e intensidades que tienen que soportar y, por tanto, las altas potencias a disipar.
Existen tres tipos de transistores de potencia:

• bipolar.
• unipolar o FET (Transistor de Efecto de Campo).
• IGBT.

Parámetros	MOS	Bipolar
Impedancia de entrada	Alta (1010 ohmios)	Media (104 ohmios)
Ganancia en corriente	Alta (107)	Media (10-100)
Resistencia ON (saturación)	Media / alta	Baja
Resistencia OFF (corte)	Alta	Alta
Voltaje aplicable	Alto (1000 V)	Alto (1200 V)
Máxima temperatura de operación	Alta (200ºC)	Media (150ºC)
Frecuencia de trabajo	Alta (100-500 Khz)	Baja (10-80 Khz)
Coste	Alto	Medio

El IGBT ofrece a los usuarios las ventajas de entrada MOS, más la capacidad de carga en corriente de los transistores bipolares:

• Trabaja con tensión.
• Tiempos de conmutación bajos.
• Disipación mucho mayor (como los bipolares).

Nos interesa que el transistor se parezca, lo más posible, a un elemento ideal:

• Pequeñas fugas.
• Alta potencia.
• Bajos tiempos de respuesta (ton , toff), para conseguir una alta frecuencia de funcionamiento.
• Alta concentración de intensidad por unidad de superficie del semiconductor.
• Que el efecto avalancha se produzca a un valor elevado ( VCE máxima elevada).
• Que no se produzcan puntos calientes (grandes di/dt ).

Una limitación importante de todos los dispositivos de potencia y concretamente de los transistores bipolares, es que el paso de bloqueo a conducción y viceversa no se hace instantáneamente, sino que siempre hay un retardo (ton , toff). Las causas fundamentales de estos retardos son las capacidades asociadas a las uniones colector - base y base - emisor y los tiempos de difusión y recombinación de los portadores.
Principios básicos de funcionamiento
La diferencia entre un transistor bipolar y un transistor unipolar o FET es el modo de actuación sobre el terminal de control. En el transistor bipolar hay que inyectar una corriente de base para regular la corriente de colector, mientras que en el FET el control se hace mediante la aplicación de una tensión entre puerta y fuente. Esta diferencia vienen determinada por la estructura interna de ambos dispositivos, que son substancialmente distintas.
Es una característica común, sin embargo, el hecho de que la potencia que consume el terminal de control (base o puerta) es siempre más pequeña que la potencia manejada en los otros dos terminales.
En resumen, destacamos tres cosas fundamentales:

• En un transistor bipolar I_B controla la magnitud de I_C.
• En un FET, la tensión V_GS controla la corriente I_D.
• En ambos casos, con una potencia pequeña puede controlarse otra bastante mayor.

Tiempos de conmutación


Cuando el transistor está en saturación o en corte las pérdidas son despreciables. Pero si tenemos en cuenta los efectos de retardo de conmutación, al cambiar de un estado a otro se produce un pico de potencia disipada, ya que en esos instantes el producto I_C x V_CE va a tener un valor apreciable, por lo que la potencia media de pérdidas en el transistor va a ser mayor. Estas pérdidas aumentan con la frecuencia de trabajo, debido a que al aumentar ésta, también lo hace el número de veces que se produce el paso de un estado a otro.
Podremos distinguir entre tiempo de excitación o encendido (ton) y tiempo de apagado (toff). A su vez, cada uno de estos tiempos se puede dividir en otros dos.
Tiempo de retardo (Delay Time, td): Es el tiempo que transcurre desde el instante en que se aplica la señal de entrada en el dispositivo conmutador, hasta que la señal de salida alcanza el 10% de su valor final.
Tiempo de subida (Rise time, tr): Tiempo que emplea la señal de salida en evolucionar entre el 10% y el 90% de su valor final.
Tiempo de almacenamiento (Storage time, ts): Tiempo que transcurre desde que se quita la excitación de entrada y el instante en que la señal de salida baja al 90% de su valor final.
Tiempo de caída (Fall time, tf): Tiempo que emplea la señal de salida en evolucionar entre el 90% y el 10% de su valor final.
Por tanto, se pueden definir las siguientes relaciones :


Es de hacer notar el hecho de que el tiempo de apagado (toff) será siempre mayor que el tiempo de encendido (ton).
Los tiempos de encendido (ton) y apagado (toff) limitan la frecuencia máxima a la cual puede conmutar el transistor:



Otros parámetros importantes


Corriente media: es el valor medio de la corriente que puede circular por un terminal (ej. I_CAV, corriente media por el colector).
Corriente máxima: es la máxima corriente admisible de colector (I_CM) o de drenador (I_DM). Con este valor se determina la máxima disipación de potencia del dispositivo.
V_CBO: tensión entre los terminales colector y base cuando el emisor está en circuito abierto.
V_EBO: tensión entre los terminales emisor y base con el colector en circuito abierto.
Tensión máxima: es la máxima tensión aplicable entre dos terminales del dispositivo (colector y emisor con la base abierta en los bipolares, drenador y fuente en los FET).
Estado de saturación: queda determinado por una caída de tensión prácticamente constante. V_CEsat entre colector y emisor en el bipolar y resistencia de conducción R_DSon en el FET. Este valor, junto con el de corriente máxima, determina la potencia máxima de disipación en saturación.
Relación corriente de salida - control de entrada: h_FE para el transistor bipolar (ganancia estática de corriente) y g_ds para el FET (transconductancia en directa).
Modos de trabajo
Existen cuatro condiciones de polarización posibles. Dependiendo del sentido o signo de los voltajes de polarización en cada una de las uniones del transistor pueden ser :

• Región activa directa: Corresponde a una polarización directa de la unión emisor - base y a una polarización inversa de la unión colector - base. Esta es la región de operación normal del transistor para amplificación.
  
• Región activa inversa: Corresponde a una polarización inversa de la unión emisor - base y a una polarización directa de la unión colector - base. Esta región es usada raramente.
  
• Región de corte: Corresponde a una polarización inversa de ambas uniones. La operación en ésta región corresponde a aplicaciones de conmutación en el modo apagado, pues el transistor actúa como un interruptor abierto (IC 0).
  
• Región de saturación: Corresponde a una polarización directa de ambas uniones. La operación en esta región corresponde a aplicaciones de conmutación en el modo encendido, pues el transistor actúa como un interruptor cerrado (VCE 0).

Avalancha secundaria. Curvas SOA.


Si se sobrepasa la máxima tensión permitida entre colector y base con el emisor abierto (V_CBO), o la tensión máxima permitida entre colector y emisor con la base abierta (V_CEO), la unión colector - base polarizada en inverso entra en un proceso de ruptura similar al de cualquier diodo, denominado avalancha primaria.
Sin embargo, puede darse un caso de avalancha cuando estemos trabajando con tensiones por debajo de los límites anteriores debido a la aparición de puntos calientes (focalización de la intensidad de base), que se produce cuando tenemos polarizada la unión base - emisor en directo. En efecto, con dicha polarización se crea un campo magnético transversal en la zona de base que reduce el paso de portadores minoritarios a una pequeña zona del dispositivo (anillo circular).La densidad de potencia que se concentra en dicha zona es proporcional al grado de polarización de la base, a la corriente de colector y a la V_CE, y alcanzando cierto valor, se produce en los puntos calientes un fenómeno degenerativo con el consiguiente aumento de las pérdidas y de la temperatura. A este fenómeno, con efectos catastróficos en la mayor parte de los casos, se le conoce con el nombre de avalancha secundaria (o también segunda ruptura).
El efecto que produce la avalancha secundaria sobre las curvas de salida del transistor es producir unos codos bruscos que desvían la curva de la situación prevista (ver gráfica anterior).
El transistor puede funcionar por encima de la zona límite de la avalancha secundaria durante cortos intervalos de tiempo sin que se destruya. Para ello el fabricante suministra unas curvas límites en la zona activa con los tiempos límites de trabajo, conocidas como curvas FBSOA.


Podemos ver como existe una curva para corriente continua y una serie de curvas para corriente pulsante, cada una de las cuales es para un ciclo concreto.
Todo lo descrito anteriormente se produce para el ton del dispositivo. Durante el toff, con polarización inversa de la unión base - emisor se produce la focalización de la corriente en el centro de la pastilla de Si, en un área más pequeña que en polarización directa, por lo que la avalancha puede producirse con niveles más bajos de energía. Los límites de I_C y V_CE durante el toff vienen reflejado en las curvas RBSOA dadas por el fabricante.
Efecto producido por carga inductiva. Protecciones.
Las cargas inductivas someten a los transistores a las condiciones de trabajo más desfavorables dentro de la zona activa.


En el diagrama superior se han representado los diferentes puntos idealizados de funcionamiento del transistor en corte y saturación. Para una carga resistiva, el transistor pasará de corte a saturación. Para una carga resistiva, el transistor pasará de corte a saturación por la recta que va desde A hasta C, y de saturación a corte desde C a A. Sin embargo, con una carga inductiva como en el circuito anterior el transistor pasa a saturación recorriendo la curva ABC, mientras que el paso a corte lo hace por el tramo CDA. Puede verse que este último paso lo hace después de una profunda incursión en la zona activa que podría fácilmente sobrepasar el límite de avalancha secundaria, con valor VCE muy superior al valor de la fuente (Vcc).
Para proteger al transistor y evitar su degradación se utilizan en la práctica varios circuitos, que se muestran a continuación :


a) Diodo Zéner en paralelo con el transistor (la tensión nominal zéner ha de ser superior a la tensión de la fuente Vcc).
b) Diodo en antiparalelo con la carga RL.
c) Red RC polarizada en paralelo con el transistor (red snubber).
Las dos primeras limitan la tensión en el transistor durante el paso de saturación a corte, proporcionando a través de los diodos un camino para la circulación de la intensidad inductiva de la carga.
En la tercera protección, al cortarse el transistor la intensidad inductiva sigue pasando por el diodo y por el condensador CS, el cual tiende a cargarse a una tensión Vcc. Diseñando adecuadamente la red RC se consigue que la tensión en el transistor durante la conmutación sea inferior a la de la fuente, alejándose su funcionamiento de los límites por disipación y por avalancha secundaria. Cuando el transistor pasa a saturación el condensador se descarga a través de RS.


El efecto producido al incorporar la red snubber es la que se puede apreciar en la figura adjunta, donde vemos que con esta red, el paso de saturación (punto A) a corte (punto B) se produce de forma más directa y sin alcanzar valores de V_CE superiores a la fuente Vcc.
Para el cálculo de CS podemos suponer, despreciando las pérdidas, que la energía almacenada en la bobina L antes del bloqueo debe haberse transferido a CS cuando la intensidad de colector se anule. Por tanto :


de donde :


Para calcular el valor de RS hemos de tener en cuenta que el condensador ha de estar descargado totalmente en el siguiente proceso de bloqueo, por lo que la constante de tiempo de RS y CS ha de ser menor (por ejemplo una quinta parte) que el tiempo que permanece en saturación el transistor :


Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga resistiva


La gráfica superior muestra las señales idealizadas de los tiempos de conmutación (ton y toff) para el caso de una carga resistiva.
Supongamos el momento origen en el comienzo del tiempo de subida (tr) de la corriente de colector. En estas condiciones (0 t tr) tendremos :


donde I_C más vale :


También tenemos que la tensión colector - emisor viene dada como :


Sustituyendo, tendremos que :


Nosotros asumiremos que la V_CE en saturación es despreciable en comparación con Vcc.
Así, la potencia instantánea por el transistor durante este intervalo viene dada por :


La energía, Wr, disipada en el transistor durante el tiempo de subida está dada por la integral de la potencia durante el intervalo del tiempo de caída, con el resultado:


De forma similar, la energía (Wf) disipada en el transistor durante el tiempo de caída, viene dado como:


La potencia media resultante dependerá de la frecuencia con que se efectúe la conmutación:


Un último paso es considerar tr despreciable frente a tf, con lo que no cometeríamos un error apreciable si finalmente dejamos la potencia media, tras sustituir, como:



Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga inductiva


Arriba podemos ver la gráfica de la i_C(t), V_CE(t) y p(t) para carga inductiva. La energía perdida durante en ton viene dada por la ecuación:


Durante el tiempo de conducción (t5) la energía perdida es despreciable, puesto que V_CE es de un valor ínfimo durante este tramo.
Durante el toff, la energía de pérdidas en el transistor vendrá dada por la ecuación:


La potencia media de pérdidas durante la conmutación será por tanto:


Si lo que queremos es la potencia media total disipada por el transistor en todo el periodo debemos multiplicar la frecuencia con la sumatoria de pérdidas a lo largo del periodo (conmutación + conducción). La energía de pérdidas en conducción viene como:


Ataque y protección del transistor de potencia
Como hemos visto anteriormente, los tiempos de conmutación limitan el funcionamiento del transistor, por lo que nos interesaría reducir su efecto en la medida de lo posible.


Los tiempos de conmutación pueden ser reducidos mediante una modificación en la señal de base, tal y como se muestra en la figura anterior.
Puede verse como el semiciclo positivo está formado por un tramo de mayor amplitud que ayude al transistor a pasar a saturación (y por tanto reduce el ton) y uno de amplitud suficiente para mantener saturado el transistor (de este modo la potencia disipada no será excesiva y el tiempo de almacenamiento no aumentará). El otro semiciclo comienza con un valor negativo que disminuye el toff, y una vez que el transistor está en corte, se hace cero para evitar pérdidas de potencia.
En consecuencia, si queremos que un transistor que actúa en conmutación lo haga lo más rápidamente posible y con menores pérdidas, lo ideal sería atacar la base del dispositivo con una señal como el de la figura anterior. Para esto se puede emplear el circuito de la figura siguiente.


En estas condiciones, la intensidad de base aplicada tendrá la forma indicada a continuación:


Durante el semiperiodo t1, la tensión de entrada (Ve) se mantiene a un valor Ve (máx). En estas condiciones la V_BE es de unos 0.7 v y el condensador C se carga a una tensión V_C de valor:


debido a que las resistencias R1 y R2 actúan como un divisor de tensión.
La cte. de tiempo con que se cargará el condensador será aproximadamente de:


Con el condensador ya cargado a V_C, la intensidad de base se estabiliza a un valor I_B que vale:


En el instante en que la tensión de entrada pasa a valer -Ve(min), tenemos el condensador cargado a V_C, y la V_BE=0.7 v. Ambos valores se suman a la tensión de entrada, lo que produce el pico negativo de intensidad I_B (mín):


A partir de ese instante el condensador se descarga a través de R2 con una constante de tiempo de valor R2C.
Para que todo lo anterior sea realmente efectivo, debe cumplirse que:


con esto nos aseguramos que el condensador está cargado cuando apliquemos la señal negativa. Así, obtendremos finalmente una frecuencia máxima de funcionamiento :


Un circuito más serio es el de Control Antisaturación:


El tiempo de saturación (tS)será proporcional a la intensidad de base, y mediante una suave saturación lograremos reducir tS :


Inicialmente tenemos que:


En estas condiciones conduce D2, con lo que la intensidad de colector pasa a tener un valor:


Si imponemos como condición que la tensión de codo del diodo D1 se mayor que la del diodo D2, obtendremos que I_C sea mayor que I_L:


En lo que respecta a la protección por red snubber, ya se ha visto anteriormente.

IGBT

INTRODUCCION

Con la proliferación de opciones entre IGBT y MOSFET resulta cada vez más complejo, para el actual diseñador, seleccionar el mejor producto para su aplicación. La evolución de este tipo de dispositivos, nacidos para eliminar el clásico relé de conmutación de cargas, ha llevado un lento pero continuo proceso (y progreso) pasando, entre otros, por los Transistores Bipolares (BJT), los MOSFET y luego los IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor). En la actualidad encontramos IGBT en variadores de frecuencia, en convertidores de potencia y en grandes máquinas eléctricas. Sin embargo, no siempre es necesaria su inclusión cuando el uso de transistores MOSFET puede resolver nuestra necesidad. Conociendo las características elementales de estos dispositivos semiconductores, dedicados a la conmutación en sistemas electrónicos de potencia, podremos discernir qué componente se ajusta a nuestras necesidades de diseño.

A pesar de sus enormes limitaciones funcionales, el transistor bipolar fue la única solución real y verdadera a las aplicaciones de conmutación hasta la aparición en escena de los transistores de potencia MOSFET, durante la década del 70 en el siglo pasado. 

El transistor bipolar (BJT), para funcionar como interruptor de conmutación, requiere de una (hoy considerada) alta corriente de base para entrar en estado de conducción o saturación y además, es relativamente lento en sus características de apagado o corte, es decir, en la transición de la saturación al corte (actualmente conocida como “cola de corriente”). Como desventajas adicionales, podemos mencionar en primer lugar que el BJT posee una considerable dispersión térmica debido a su coeficiente de temperatura negativo. La segunda desventaja importante es la incidencia que puede alcanzar en un circuito mientras se encuentra en estado de conducción. Este efecto (problemático) se rige por la tensión de saturación entre Colector y Emisor (Vce), que en muchas aplicaciones suele alcanzar valores de varios voltios, aún en condiciones de saturación total. Si a esto lo comparamos con el contacto de un relé, el BJT no es un elemento totalmente idóneo para trabajar como interruptor ya que si la corriente de colector es elevada, la potencia disipada en forma de calor puede llegar a niveles destructivos para el transistor (P = V * I). Cuando las corrientes son pequeñas, los BJT pueden ser una solución económica, pero si de electrónica de potencia hablamos, su utilización es la menos indicada.

Un transistror bipolar de potencia clásico utilizado en sistemas de conmutación tipo "fly-back"

El transistor MOSFET, en cambio, es un dispositivo en el que su estado de corte o de conducción se controla por tensión en su terminal de control, no por corriente. El MOSFET tiene un coeficiente de temperatura positivo, lo que les permite detener fugas o dispersiones térmicas. En estado de conducción, su resistencia no tiene límite teórico, por lo tanto, su incidencia es notablemente inferior dentro de un circuito eléctrico cuando se encuentra en estado de “saturación” gracias a que presenta una resistencia final (RDS-on) de unos pocos miliOhms.

 El MOSFET suele tener también incorporado en su encapsulado un diodo, que es particularmente útil en el tratamiento de sistemas conmutados de corriente, impidiendo la retroalimentación destructiva que se origina en este tipo de aplicaciones. A este diodo se lo conoce como Damper. Todas estas ventajas comparativas y algunas otras más, hicieron que el MOSFET se convirtiera en el dispositivo preferido al momento de la elección en los diseños de manejo de conmutación de potencia. A pesar de todas las cualidades mencionadas, un punto débil de esta tecnología es la potencia máxima de trabajo. Si bien existen dispositivos que pueden trabajar con altas tensiones (VDS > 400 Volts) existía una necesidad de disponer de semiconductores adecuados para aplicaciones industriales de alta corriente (IDS >100 Amperes). Fue así que, a lo largo de la década del 80, comenzaron a aparecer en escena los IGBT.

Nuestro conocido MOSFET IRFZ44N

 El IGBT es un cruce, un híbrido, entre los transistores MOSFET y los BJT o bipolares que aprovecha las bondades de ambas tecnologías. El IGBT tiene la salida de conmutación y de conducción con las características de los transistores bipolares, pero es controlado por tensión como un MOSFET. En general, esto significa que tiene las ventajas de la alta capacidad de manejo de corriente propias de un transistor bipolar, con la facilidad del control de conducción por tensión que ofrece un MOSFET. Sin embargo, los IGBT no son dispositivos ideales y entre algunas de sus desventajas encontramos que tienen una relativamente baja velocidad de respuesta (20Khz) y no siempre traen el diodo de protección (Damper) que incluyen los MOSFET. En sus primeras versiones, los IGBT eran propensos a entrar abruptamente en conducción, pero en la actualidad, las nuevas tecnologías de fabricación están eliminando este defecto. Otro de los posibles problemas con algunos tipos de IGBT es el coeficiente de temperatura negativo que poseen, que podría conducir al dispositivo a una deriva térmica muy difícil de controlar. Por supuesto, estas desventajas quedan eclipsadas cuando debemos reconocer la capacidad de un IGBT de poder trabajar con varios miles de Voltios y corrientes tan elevadas que permiten hablar de cientos de KiloWatts de potencia controlada.

                                                                                El IGBT es un híbrido entre un BJT y un MOSFET


En la batalla entre IGBT’s y MOSFET’s, ya sea un dispositivo como el otro, pueden
demostrar que tiene ventajas y desventajas en un mismo circuito dependiendo de las condiciones de funcionamiento y cada uno será el indicado para diferentes diseños, pero; ¿Cómo debe un diseñador seleccionar el dispositivo correcto para su aplicación? El mejor enfoque es comprender el rendimiento relativo de cada dispositivo y los valores nominales de corriente y tensión que sean capaces de manejar. El MOSFET es un producto ya maduro y que ha logrado un desarrollo constructivo muy importante. Los IGBT son una nueva tecnología que superará a los MOSFET por encima de los 300 Volts y los 100 Amperes, pero estos últimos continúan teniendo un crecimiento muy dinámico en el área de la automoción y la electrónica de consumo, lo que hará que su decadencia no resulte tan pronta ni tan sencilla. Cada cual tendrá su nicho de trabajo y será muy importante, para el diseñador, aprender a identificar estos espacios para alcanzar un desarrollo industrial eficiente, ajustado a las necesidades operativas del trabajo a realizar. Y tú, ¿has utilizado ya algún IGBT en tus desarrollos?. Cuéntanos, tu experiencia puede enriquecernos a todos.

Aspecto de un IGBT con sus indicaciones de conexión

GTO

GTO (Gate Turn-off Thyristor)

Un tiristor GTO es un SCR que puede apagarse por una pulsación suficientemente grande en su compuerta de entrada, aun si la corriente iD excede IH. se usan desde 1960, pero se potencializaron al final de los años setenta. son comunes en las unidades de control de motores, ya que eliminan componentes externos para apagar los SCR en circuitos de cc.

CARACTERISTICAS

El disparo se realiza mediante una VGK >0 El bloqueo se realiza con una VGK < 0. La ventaja del bloqueo por puerta es que no se precisan de los circuitos de bloqueo forzado que requieren los SCR. La desventaja es que la corriente de puerta tiene que ser mucho mayor por lo que el generador debe estar mas dimensionado. El GTO con respecto al SCR disipa menos potencia.

FUNCIONAMIENTO DEL GTO

Mientras el GTO se encuentre apagado y no exista señal en el gate, el dispositivo se bloquea para cualquier polaridad en el ánodo, pero una corriente de fuga (IA leak) existe. Con un voltaje de bias en directa el GTO se bloquea hasta que un voltaje de ruptura VAK = VB0 es alcanzado. En este punto existe un proceso dinámico de encendido., VAK = 3V y la corriente IA es determinada por la carga. Cuando el GTO se apaga y con la aplicación de una voltaje en inversa, solo una pequeña corriente de fuga (IA leak) existe. Una polarización en inversa VAK puede ser alcanzada cuando ocurra un corte. El valor del voltaje del voltaje de ruptura inverso depende del método de fabricación para la creación de una regeneración interna para facilitar el proceso de apagado. Con un voltaje de polarización directo aplicado al ánodo y un pulso de corriente positiva es aplicada al gate, el GTO se enciende y permanece de esa forma. Para ésta condición, existen 2 formas de apagarlo. Una forma es reduciendo la corriente de ánodo IA por medios externos hasta un valor menor a la corriente de holding Ih, en la cual, la acción regenerativa interna no es efectiva. La segunda forma de apagarlo es por medio de un pulso en el gate, y este es el método más recomendable porque proporciona un mejor control. La ganancia se calcula con la siguiente formula.

Para conseguir cortar el GTO, con una corriente soportable por la puerta, debe ser lo mayor posible, para ello debe ser a2=1 (lo mayor posible) y a1=0 (lo menor posible): ·alfa2=1 implica que la base de T2 (capa de control) sea estrecha y poco dopada y que su emisor (capa catódica) este muy dopado. Estas condiciones también son normales en los SCRs. ·alfa1=0 implica que la base de T1 (capa de bloqueo) sea ancha y tenga una vida media de los huecos muy corta.

ESPECIFICACIONES DE PUERTA DEL GTO

FORMA DE ONDA EN EL ENCENDIDO DEL GTO

Para entrar en conducción, se necesita una subida rápida y valor IGM suficientes para poner en conducción todo el cristal. Si solo entra en conducción una parte y circula toda la corriente se puede dañar. Si solo entra en conducción bajara una parte de la tensión ánodo-cátodo y el resto de celdillas que forma el cristal no podrán entrar en conducción. Cuando se ha establecido la conducción se deja una corriente IGON de mantenimiento para asegurar que no se corta espontáneamente (tiene menos ganancia que el SCR).

FORMA DE ONDA EN EL APAGADO DEL GTO

Para cortar el GTO se aplica una corriente IG- =IA/boff muy grande. Ya que boff es del orden de 5 a 10. Esta corriente negativa debe mantenerse para evitar que el dispositivo entre en conducción espontáneamente.

APLICACIONES

Como el GTO tiene una conducción de corriente unidireccional, y puede ser apagado en cualquier instante, éste se aplica en circuitos chopper (conversiones de dc- dc) y circuitos inversores (conversiones dc -ac) a niveles de potencia en los que los MOSFET's, TBJ's e IGBT's no pueden ser utilizados. A bajos niveles de potencia los semiconductores de conmutación rápida son preferibles. En la conversión de AC - DC, los GTO's, son útiles porque las estrategias de conmutación que posee, pueden ser usadas para regular la potencia, como el factor de potencia. a nivel industrial algunos usos son: troceadores y convertidores. Control de motores asíncronos. Inversores. Caldeo inductivo. Rectificadores. Soldadura al arco. Sistema de alimentación ininterrumpida (SAI). Control de motores. Tracción eléctrica.

CONCLUSIONES

·Un tiristor GTO puede ser encendido por un solo pulso de corriente positiva en la terminal “gate” o apagado por un pulso negativo en el mismo terminal. ·El tiempo de caída de la corriente de ánodo (IA) es abrupta, típicamente menor a 1 s. Después de esto, la corriente de ánodo varía lentamente y ésta porción de la corriente de ánodo es conocido como corriente de cola. ·La estructura del GTO es esencialmente la misma que un tiristor convencional. Existen 4 capas de silicón (pnpn), 3 uniones y tres terminales (ánodo, cátodo y gate). La diferencia en la operación, radica en que en que una señal negativa en el gate puede apagar el GTO. ·Mientras el GTO se encuentre apagado y no exista señal en el gate, el dispositivo se bloquea para cualquier polaridad en el ánodo, pero existe corriente de fuga. ·Con un voltaje de polarización directo aplicado al ánodo y un pulso de corriente positiva es aplicada al gate, el GTO se enciende y permanece de esa forma. ·existen 2 formas de apagar el tiristor: Una forma es reduciendo la corriente de ánodo, La segunda forma de apagarlo es por medio de un pulso en el gate, y este es el método más recomendable porque proporciona un mejor control.